Цепь RF

Цепь RF - это каскад электронных компонентов и субблоков, которые могут включать усилители, фильтры, смесители, аттенюаторы и детекторы. Он может принимать различные формы, например, в качестве широкополосного приемника-детектора для приложений радиоэлектронной борьбы (EW), в качестве настраиваемого узкополосного приемника для целей связи, в качестве ретранслятора в системах распределения сигналов или в качестве усилителя и повышающих преобразователей для передатчика-драйвера. В этой статье термин RF (радиочастота) охватывает диапазон частот от «средних частот» до «микроволновых частот», то есть от 100 кГц до 20 ГГц.

Ключевыми электрическими параметрами для RF-цепи являются системы усиление, коэффициент шума (или коэффициент шума ) и уровень перегрузки. Другими важными параметрами, связанными с этими свойствами, являются чувствительность (минимальный уровень сигнала, который может быть разрешен на выходе цепи); динамический диапазон (общий диапазон сигналов, которые цепочка может обрабатывать, от максимального до минимального уровня, который может быть надежно обработан) и уровни паразитных сигналов (нежелательные сигналы, создаваемые такими устройствами, как микшеры и нелинейные усилители). Кроме того, могут возникнуть опасения относительно устойчивости к входящим помехам или, наоборот, количества нежелательного излучения, исходящего от цепи. Также может иметь значение устойчивость системы к механической вибрации. Кроме того, физические свойства цепи, такие как размер, вес и потребляемая мощность, также могут иметь важное значение.

В дополнение к рассмотрению характеристик РЧ-цепи обсуждаются требования к сигналу и соотношению сигнал-шум различных компонентов обработки сигналов, которые могут следовать за ней, поскольку они часто определяют целевые показатели для цепочки..

• 1 Наборы параметров
• 2 Системная таблица
• 3 Ключевые темы электронных таблиц
  • 3.1 Суммарный коэффициент усиления
  • 3.2 Суммарный коэффициент шума (коэффициент шума)
  • 3.3 Суммарная точка сжатия 1 дБ
  • 3.4 Суммарная мощность шума
• 4 Другие связанные свойства системы
  • 4.1 Точки пересечения второго и третьего порядка
  • 4.2 Отношение сигнал / шум
    • 4.2.1 Связь отношения S: N РЧ и видео
  • 4.3 Чувствительность сигнала
    • 4.3.1 Тангенциальная чувствительность
    • 4.3.2 Ориентировочное значение AS: N для обнаружения импульсов
• 5 Несовпадений
  • 5.1 Отклик несогласованной линии передачи
  • 5.2 Отклик нескольких несоответствия
• 6 Смесители
• 7 Динамический диапазон
• 8 Напряженность поля, усиление антенны и мощность сигнала для приемных антенн
• 9 Внешние потери
• 10 Сигнал и требования к S: N устройств обработки сигналов
  • 10.1 Детекторы (диоды)
  • 10.2 Детектор-лог-видеоусилители (DLVA)
  • 10.3 Системы измерения мгновенной частоты (IFM), цифровые дискриминаторные блоки DDU)
  • 10.4 Analo g к цифровым преобразователям (АЦП)
• 11 Справочные документы

Каждую двухпортовую сеть в РЧ-цепи можно описать набором параметров, который связывает напряжения и токи, появляющиеся в терминалы этой сети. Примеры: параметры импеданса, т.е. z-параметры ; параметры проводимости, то есть y-параметры или, для высокочастотных ситуаций, параметры рассеяния, то есть S-параметры. Параметры рассеяния исключают необходимость открытия или короткого замыкания портов, что является сложным требованием для выполнения на микроволновых частотах.

Двухпортовая сеть

Теоретически, если известен набор параметров для каждого из компонентов в RF-цепочке, то отклик цепочки может быть точно рассчитан независимо от конфигурации. К сожалению, получение подробной информации, необходимой для выполнения этой процедуры, обычно является обременительной задачей, особенно когда в каскаде задействовано более двух или трех компонентов. Более простой подход состоит в том, чтобы предположить, что цепь представляет собой каскад компонентов с согласованным импедансом, а затем применить разброс допуска для эффектов рассогласования (см. Ниже).

Системная электронная таблица была популярным способом отображения важных параметров цепочки поэтапно для интересующего частотного диапазона. Его преимущество заключается в выделении ключевых показателей производительности, а также в точном указании возможных проблемных областей в цепочке, которые не всегда очевидны при рассмотрении общих результатов. Такую диаграмму можно составить вручную или, что более удобно, с помощью компьютерной программы.

Кроме того, доступны 'takeits', которые помогают разработчику системы.

Некоторые полезные процедуры для разработки электронных таблиц приведены ниже.

Для параметров, рассматриваемых ниже, предполагается, что цепочка содержит каскад устройств, которые (номинально) согласованы по импедансу. Приведенные здесь процедуры позволяют последовательно отображать все расчеты в электронной таблице без использования макросов. Хотя это делает электронную таблицу более длинной, никакие вычисления не скрываются от пользователя. Для удобства столбцы расширенной таблицы показывают частоту в поддиапазонах с достаточно узкими полосами пропускания, чтобы гарантировать, что любая пульсация усиления будет достаточно охарактеризована.

Добавление каскада "n" к каскаду

Рассмотрим этап n в цепочке радиочастотных устройств. Совокупное усиление , коэффициент шума, точка сжатия 1 дБ и выходная мощность теплового шума для предшествующих (n-1) устройств задаются Gcum n - 1, Fcum n - 1, Pcum n - 1 и Ncum n - 1 соответственно. Мы хотим определить новые кумулятивные показатели, когда включен этап n, то есть значения Gcum n, Fcum n, Pcum n и Ncum n, при условии, что ступень n имеет значения G n, F n, P1 n для своего усиления, коэффициента шума и сжатия 1 дБ точка соответственно.

Совокупный выигрыш

Совокупный выигрыш, Gcum n после n этапов, определяется как

$G\; cumn\; =\; G\; cumn\; -\; 1\; \times \; G\; n\; \{\backslash \; displaystyle\; Gcum\_\; \{n\}\; =\; Gcum\_\; \{n-1\}\; \backslash \; times\; G\_\; \{n\}\}$

и Gcum n (дБ) дается как

$G\; cumn\; (d\; B)\; =\; G\; cumn\; -\; 1\; (\; d\; B)\; +\; G\; n\; (d\; B)\; \{\backslash \; displaystyle\; Gcum\_\; \{n\}\; (дБ)\; =\; Gcum\_\; \{n-1\}\; (дБ)\; +\; G\_\; \{n\}\; (дБ)\}$

где Gcum n-1 (дБ) - это полное усиление первых (n-1) каскадов, а G n (дБ) - это усиление n-го каскада.

Уравнения преобразования между децибелами и линейными членами:

$G\; =\; 10\; G\; (d\; B)\; /\; 10\; =\; exp\; \; (0,23026\; \times \; G\; (d\; B))\; \{\backslash \; displaystyle\; G\; =\; 10\; ^\; \{G\; (\; дБ)\; /\; 10\}\; =\; \backslash \; exp\; \{\backslash \; big\; (\}\; 0,23026\; \backslash \; times\; G\; (дБ)\; \{\backslash \; big)\}\}$

и

$G\; (d\; B)\; =\; 10\; \times \; log\; 10\; \; G\; =\; 4,6429\; \times \; ln\; \; (G)\; \{\backslash \; displaystyle\; G\; (дБ)\; =\; 10\; \backslash \; times\; \backslash \; log\; \_\; \{10\}\; G\; =\; 4.6429\; \backslash \; times\; \backslash \; ln\; (G)\}$

совокупный коэффициент шума (коэффициент шума)

совокупный коэффициент шума, после n стадий всего каскада Fcum n определяется как

$F\; cumn\; =\; F\; cumn\; -\; 1\; +\; F\; n\; -\; 1\; G\; cumn\; -\; 1\; \{\backslash \; displaystyle\; Fcum\_\; \{n\}\; =\; Fcum\_\; \{n-1\}\; +\; \{\backslash \; frac\; \{F\_\; \{n\}\; -1\}\; \{Gcum\_\; \{n-1\}\}\}\}$

где Fcum n-1 - коэффициент шума для первых (n-1) каскадов, F n - коэффициент шума n-го каскада, а Gcum n - общий коэффициент усиления n каскадов.

Кумулятивный коэффициент шума тогда равен

$столбец\; NF\; (d\; B)\; =\; 10\; \times \; log\; 10\; (столбец\; F)\; =\; 4,6429\; \times \; ln\; (столбец\; F)\; \{\backslash \; displaystyle\; NFcum\_\; \{n\; \}\; (дБ)\; =\; 10\; \backslash \; times\; log\_\; \{10\}\; (Fcum\_\; \{n\})\; =\; 4.6429\; \backslash \; times\; ln\; (Fcum\_\; \{n\})\}$

• Примечание 1: использование усилителя с высоким коэффициентом усиления для первого каскада обеспечит что ухудшение коэффициента шума на более поздних этапах будет небольшим или незначительным. Это лучше всего подходит для чувствительности системы, см. Ниже.
• Примечание 2: для пассивного (с потерями) участка цепи коэффициент шума участка равен потерям на этом участке. Так, например, аттенюатор на 3 дБ имеет коэффициент шума 3 дБ.

Кумулятивная точка сжатия 1 дБ

Для целей электронной таблицы удобно относить точку сжатия 1 дБ к входу РЧ-сигнала. цепочка, то есть P1cum n (ввод),

$P\; 1\; столбец\; (ввод)\; =\; 1\; 1\; P\; 1\; столбец\; -\; 1\; (ввод)\; +\; G\; столбец\; P\; 1\; n\; (ввод)\; \{\backslash \; displaystyle\; P1cum\_\; \{n\; \}\; (ввод)\; =\; \{\backslash \; frac\; \{1\}\; \{\{\backslash \; frac\; \{1\}\; \{P1cum\_\; \{n-1\}\; (ввод)\}\}\; +\; \{\backslash \; frac\; \{Gcum\_\; \{n\}\}\; \{P1\_\; \{n\}\; (ввод)\}\}\; \}\}\}$

где P1cum n-1 - точка сжатия 1 дБ на входе первых (n-1) каскадов, P1 n - точка сжатия 1 дБ для n-го каскада относительно его входа, а Gcum n - это общее усиление, включая n-й каскад. Единицы измерения - [мВт] или [Ватт].

• Примечание: лучший результат, т.е. устойчивость системы к сигналам высокого уровня, достигается при низком усилении входного каскада. Это противоречит потребности в низком общем коэффициенте шума, который требует высокого усиления первой ступени.
• Примечание 2: точка сжатия 1 дБ сокращенно обозначается как P1dB, iP1dB или oP1dB. Это относится к уровню входной или выходной мощности, измеренному в [дБм]. Общие характеристики системы можно практически оценить с помощью метода сжатия 1 дБ.

Связанные параметры, такие как IP3 или IM3, являются полезными фиктивными числами, используемыми для оценки системы. Устройство сгорит при входном уровне IP3. Точность измерения анализатором спектра составляет (характеристики HP / Agilent: + -1,0 дБ и + -0,5 дБ для специального устройства). Не гонитесь за долями дБ. В линейных системах все это приводит к АРУ.

Суммарная мощность шума

Мощность теплового шума, присутствующая на входе РЧ цепи, является максимальной в резистивно согласованной системе и равна kTB, где k - постоянная Больцмана (= 1,38044 × 10 Дж / К), T - абсолютная температура в кельвинах, а B - ширина полосы в Гц.

При температуре 17 ° C (290 K) kTB = 4,003 × 10 Вт / МГц -114 дБмВт для полосы пропускания 1 МГц.

Тепловой шум после n этапов РЧ-цепи с общим коэффициентом усиления G T и коэффициентом шума F T определяется как

$N\; cumn\; =\; k\; TB\; \times \; F\; cumn\; \times \; G\; cumn\; \{\backslash \; displaystyle\; Ncum\_\; \{n\}\; =\; kTB\; \backslash \; times\; Fcum\_\; \{n\}\; \backslash \; times\; Gcum\_\; \{n\}\}$

где k = постоянная Больцмана, T - температура в кельвинах, а B - ширина полосы пропускания в герцах., или

$N\; столбец\; (d\; B\; m\; /\; M\; hz)\; =\; -\; 114\; +\; F\; столб\; (d\; B)\; +\; G\; столбец\; (d\; B)\; \{\backslash \; displaystyle\; Ncum\_\; \{n\}\; (дБм\; /\; МГц)\; =\; -\; 114\; +\; Fcum\_\; \{\; n\}\; (дБ)\; +\; Gcum\_\; \{n\}\; (дБ)\}$

, где Ncum n (дБм) - общая мощность шума в дБм на 1 МГц полосы пропускания,

в приемниках совокупный коэффициент усиления устанавливается для обеспечения того, чтобы мощность шума на выходе цепи была на соответствующем уровне для последующих этапов обработки сигнала. Например, уровень шума на входе аналого-цифрового преобразователя (A / D) не должен быть слишком низким, в противном случае шум (и любые сигналы в нем) будут некорректными. охарактеризованы (см. раздел об A / D ниже). С другой стороны, слишком высокий уровень приводит к потере динамического диапазона.

После определения основных параметров цепочки можно получить другие связанные свойства.

Точки пересечения второго и третьего порядка

Иногда характеристики при высоких уровнях сигнала определяются с помощью «точки пересечения второго порядка (I2)» и «точка пересечения третьего порядка (I3) ”, а не по точке сжатия 1 дБ. Это условные уровни сигналов, которые возникают при тестировании двух сигналов и соответствуют теоретическим точкам, в которых продукты интермодуляции второго и третьего порядка достигают того же уровня мощности, что и выходной сигнал. Рисунок иллюстрирует ситуацию.

На практике уровни перехвата никогда не достигаются, потому что усилитель перешел на ограничение до того, как они будут достигнуты, но они являются полезными теоретическими точками, исходя из которых можно прогнозировать уровни перехвата при более низких входных мощностях. В децибелах они уменьшаются в два раза быстрее (IP2) и в три раза быстрее (IP3) основных сигналов.

Когда продукты, от этапа к этапу, суммируются некогерентно, совокупные результаты для этих продуктов выводятся с помощью уравнений, аналогичных уравнениям для точки сжатия 1 дБ.

$I\; 2\; столбец\; (ввод)\; =\; 1\; 1\; I\; 2\; столбец\; -\; 1\; (ввод)\; +\; G\; столбец\; I\; 2\; n\; (ввод)\; \{\backslash \; displaystyle\; I2cum\_\; \{n\}\; (ввод)\; =\; \{\backslash \; frac\; \{1\}\; \{\{\backslash \; frac\; \{1\}\; \{I2cum\_\; \{n-1\}\; (ввод)\}\}\; +\; \{\backslash \; frac\; \{Gcum\_\; \{n\}\}\; \{I2\_\; \{n\}\; (ввод)\}\}\}\}$

где I2cum n-1 - точка пересечения второго порядка на входе первых (n-1) каскадов, I2 n - точка пересечения третьего порядка для n-го каскада относительно его входа и Gcum n - общее усиление, включая n-ю ступень.

Аналогично,

$I\; 3\; столбец\; (ввод)\; =\; 1\; 1\; I\; 3\; столбец\; -\; 1\; (ввод)\; +\; G\; столбец\; I\; 3\; n\; (ввод)\; \{\backslash \; displaystyle\; I3cum\_\; \{n\}\; (ввод)\; =\; \{\backslash \; frac\; \{1\}\; \{\{\backslash \; frac\; \{1\}\; \{I3cum\_\; \{n-1\}\; (ввод)\}\}\; +\; \{\backslash \; frac\; \{Gcum\_\; \{n\}\}\; \{I3\_\; \{n\}\; (ввод)\}\}\}\}\}$

где I3cum n-1 - точка пересечения третьего порядка на входе первых (n-1) каскадов, I3 n - точка пересечения третьего порядка для n-го каскада, обозначенная его ввод.

Совокупные точки пересечения полезны при определении «свободного от паразитных составляющих динамического диапазона» системы.

Существует приблизительное соотношение между уровнем пересечения третьего порядка и уровнем сжатия 1 дБ, которое составляет

$IP\; 3\; (d\; B)\; \approx \; P\; 1\; (d\; B)\; +\; 11\; (d\; B)\; \{\backslash \; displaystyle\; IP3\; (дБ)\; \backslash \; приблизительно\; P1\; (дБ)\; +11\; (дБ)\}$

Хотя это соотношение является приблизительным, оно применимо к большому количеству усилителей.

Отношение сигнал / шум

В электронной таблице общая интересующая полоса частот B (Гц) разделена на M поддиапазонов (столбцов электронной таблицы) по B / M (Гц) каждый, и для каждого поддиапазона (m = 1 до M) мощность теплового шума определяется, как описано выше. На практике эти результаты будут немного отличаться от столбца к столбцу, если в системе присутствует пульсация усиления.

Отношение сигнал / шум (S: N) - это пиковая мощность сигнала импульса (Psig), деленная на общую мощность шума (Pnoise) из M элементов разрешения по частоте, т. Е.

$SN\; =\; P\; sig\; \sum \; m\; =\; 1\; МП\; шум\; (м)\; \{\backslash \; displaystyle\; \{\backslash \; frac\; \{S\}\; \{N\}\}\; =\; \{\backslash \; frac\; \{P\_\; \{sig\}\}\; \{\backslash \; sum\; \_\; \{m\; =\; 1\}\; ^\; \{M\}\; P\_\; \{noise\; \}\; (m)\}\}\}$

Это отношение S: N на радиочастотах. Это может быть связано с соотношением сигнал / шум видео, как показано ниже.

Связь соотношений S: N РЧ и видео

Для целей электронных таблиц может быть полезно найти отношение РЧ сигнал / шум, которое соответствует желаемому коэффициенту видеосигнала к шуму после демодуляции или обнаружения. Поскольку РЧ-цепь обычно имеет достаточное усиление для игнорирования любого шума, вносимого детекторным диодом, видео S: N может быть показано равным

$(S\; N)\; v\; i\; d\; =\; G\; 2.\; P\; S\; 2\; 4.\; G\; 2.\; P\; S.\; k\; T\; F\; \prime \; B\; V\; +\; 2\; (k\; T\; F\; \prime \; G)\; 2.\; (BV.\; BR\; -\; B\; v\; 2/2)\; \{\backslash \; displaystyle\; \{\backslash \; Big\; (\}\; \{\backslash \; frac\; \{S\}\; \{N\}\}\; \{\backslash \; Big)\}\; \_\; \{vid\}\; =\; \{\backslash \; frac\; \{G\; ^\; \{2\}.P\_\; \{S\}\; ^\; \{2\}\}\; \{4.G\; ^\; \{2\}.P\_\; \{S\}.kTF\text{'}B\_\; \{V\}\; +2\; (kTF\text{'}G)\; ^\; \{2\}.\; (B\_\; \{V\}.B\_\; \{R\}\; -B\_\; \{v\}\; ^\; \{2\}\; /\; 2)\}\}\}$

где

• PS= мощность входного РЧ-сигнала;
• 8BVи B R - полосы пропускания видео и РЧ;
• F '= F -1 / G, где G - коэффициент усиления цепи, а F - эффективный коэффициент шума;
• k = постоянная Больцмана; и
• T = температура окружающей среды

[Если имеется значительное изменение коэффициента усиления в диапазоне, то его можно разделить на M поддиапазонов и суммировать результаты для этих поддиапазонов, как описано ранее.]

Из приведенного выше уравнения, поскольку мощность шума в диапазоне RF равна P N = kTB R F ', соотношение между отношениями RF и Video S: N может быть найден.

$(S\; N)\; v\; i\; d\; =\; (S\; N)\; r\; f\; 2\; 4.\; (S\; N)\; r\; f.\; BVBR\; +\; 2.\; BVBR\; -\; (BVBR)\; 2\; \{\backslash \; displaystyle\; \{\backslash \; Big\; (\}\; \{\backslash \; frac\; \{S\}\; \{N\}\}\; \{\backslash \; Big)\}\; \_\; \{vid\}\; =\; \{\backslash \; frac\; \{\{\backslash \; Big\; (\}\; \{\backslash \; frac\; \{S\}\; \{N\}\}\; \{\backslash \; Big)\}\; \_\; \{rf\}\; ^\; \{2\}\}\; \{4.\; \{\backslash \; Big\; (\}\; \{\backslash \; frac\; \{S\}\; \{N\}\}\; \{\backslash \; Big)\}\; \_\; \{rf\}.\; \{\; \backslash \; frac\; \{B\_\; \{V\}\}\; \{B\_\; \{R\}\}\}\; +\; 2.\; \{\backslash \; frac\; \{B\_\; \{V\}\}\; \{B\_\; \{R\}\}\}\; -\; \{\backslash \; Big\; (\}\; \{\backslash \; frac\; \{B\_\; \{V\}\}\; \{\; B\_\; \{R\}\}\}\; \{\backslash \; Big)\}\; ^\; \{2\}\}\}\}$

(Этот результат можно найти в другом месте).

Инверсия отношения дает отношение РЧ сигнал / шум, необходимое для достижения заданного отношения S: N видео:

$(S\; N)\; r\; f\; =\; B\; V\; B\; R.\; [2.\; (S\; N)\; v\; i\; d\; \pm \; 4.\; (S\; N)\; v\; i\; d\; 2\; +\; (S\; N)\; v\; i\; d.\; (2.\; BRBV\; -\; 1)]\; \{\backslash \; displaystyle\; \{\backslash \; Big\; (\}\; \{\backslash \; frac\; \{S\}\; \{N\}\}\; \{\backslash \; Big)\}\; \_\; \{rf\}\; =\; \{\backslash \; frac\; \{B\_\; \{V\}\}\; \{B\_\; \{R\}\; \}\}.\; \{\backslash \; Bigg\; [\}\; 2.\; \{\backslash \; Big\; (\}\; \{\backslash \; frac\; \{S\}\; \{N\}\}\; \{\backslash \; Big)\}\; \_\; \{vid\}\; \backslash \; pm\; \{\backslash \; sqrt\; \{4.\; \{\backslash \; Big\; (\}\; \{\backslash \; frac\; \{S\}\; \{N\}\}\; \{\backslash \; Big)\}\; \_\; \{vid\}\; ^\; \{2\}\; +\; \{\backslash \; Big\; (\}\; \{\backslash \; frac\; \{S\}\; \{N\}\}\; \{\backslash \; Big)\}\; \_\; \{vid\}.\; \{\backslash \; Big\; (\; \}\; 2.\; \{\backslash \; Frac\; \{B\_\; \{R\}\}\; \{B\_\; \{V\}\}\}\; -\; 1\; \{\backslash \; Big)\}\}\}\; \{\backslash \; Bigg]\}\}$

Чувствительность сигнала

Чувствительность сигнала важна для приемных систем и относится к минимальному уровню сигнала на входе, который необходим для выдачи сигнала, который может быть надежно разрешен процессом обнаружения в конце РЧ-цепи. Этот параметр менее важен в случае повторителей и драйверов передатчиков, где уровни сигнала имеют тенденцию быть выше и другие проблемы, такие как перегрузка каскада и генерация паразитных сигналов, имеют тенденцию быть более актуальными.

Определение значения чувствительности системы может быть трудным и зависит от многих факторов, включая метод обнаружения, метод кодирования сигнала, полосу пропускания радиочастотного канала и то, задействована ли цифровая обработка или нет. Двумя важными параметрами, используемыми при оценке характеристик чувствительности системы, являются «Вероятность обнаружения» и «Частота ложных тревог».

Статистические методы часто используются в процессе принятия решений (см. Цуй и Скольник).

Тангенциальная чувствительность

Тангенциальная чувствительность

Тангенциальная чувствительность (TSS) определяет ту входную мощность, при которой отношение видеосигнала к шуму составляет приблизительно 8 дБ от детектора. На миниатюре показан пример типичного обнаруженного импульса на пределе TSS, при этом импульс + шум находятся на уровне, близком к минимальному уровню шума. Уровень TSS - слишком низкое значение для надежного обнаружения импульсов в практическом сценарии, но его можно определить с достаточной точностью при стендовых испытаниях приемника, чтобы дать быстрое ориентировочное значение производительности системы.

В широкополосном приемнике с квадратичным детектором значение TSS на входных клеммах цепи равно,

$TSS\; (d\; B\; m)\; =\; 114\; +\; 10.\; log\; FT\; +\; 10.\; log\; (6,31\; BV\; =\; 2,5\; 2.\; BVBR\; -\; BV\; 2)\; \{\backslash \; displaystyle\; TSS\; (дБм)\; =\; 114\; +\; 10.\; LogF\_\; \{T\}\; +\; 10.\; Log\; \{\backslash \; Big\; (\}\; 6,31B\_\; \{V\}\; =\; 2,5\; \{\backslash \; sqrt\; \{2.\; B\_\; \{V\}\; B\_\; \{R\}\; -B\_\; \{V\}\; ^\; \{2\}\}\}\; \{\backslash \; Big)\}\}$

Отсюда можно получить S: N радиочастотного сигнала на входе в детектор, когда видеовыход находится на TSS.

$(SN)\; R\; (d\; B)\; =\; 10.\; log\; [BVBR\; (6.31\; +\; 2.5\; 2.\; BRBV\; -\; 1)]\; \{\backslash \; displaystyle\; \{\backslash \; Big\; (\}\; \{\backslash \; frac\; \{S\}\; \{N\}\}\; \{\backslash \; Big)\; \}\; \_\; \{R\}\; (дБ)\; =\; 10.log\; \{\backslash \; Bigg\; [\}\; \{\backslash \; frac\; \{B\_\; \{V\}\}\; \{B\_\; \{R\}\}\}\; \{\backslash \; Bigg\; (\}\; 6,31\; +\; 2,5\; \{\backslash \; sqrt\; \{2.\; \{\backslash \; Frac\; \{B\_\; \{R\}\}\; \{B\_\; \{V\}\}\}\; -\; 1\}\}\; \{\backslash \; Bigg)\}\; \{\backslash \; Bigg]\}\}$

Это уравнение показывает, что S: N на RF обычно меньше единицы в широкополосных системах, когда видеовыход находится на уровне TSS. Например, если B R/BV= 500, то уравнение дает (S: N) R = 0,17 (≈ -7,7 дБ). (Примечание: аналогичный результат получается при использовании уравнения, связывающего отношения RF и видео S: N, приведенное в предыдущем разделе).

На эскизе показан смоделированный видеовыход (в TSS), соответствующий радиочастотному импульсу в широкополосном шуме с S: N = 0,17 и коэффициентом полосы пропускания 500.

Ориентировочный показатель AS: N для обнаружения импульсов

Чувствительность системы можно принять как «минимальный обнаруживаемый сигнал». Это тот уровень сигнала, который превышает пороговое значение с подходящим запасом (если уровень установлен слишком низким, всплески шума будут превышать его слишком часто, и если сигнал + шум не превышает его с достаточным запасом, то он может упасть ниже порог, дающий преждевременное прекращение импульса. Таким образом, при определении минимального обнаруживаемого сигнала необходимо выбрать значения «частоты ложных тревог» и «вероятности обнаружения», соответствующие требованиям системы. Чтобы помочь разработчику, доступны графики, позволяющие помочь определить необходимое соотношение S: N на детекторе.

В случае импульсного обнаружения сигнала в шуме, следуя за детектором в широкополосном приемнике, где ширина полосы РЧ значительно превышает ширину полосы видеосигнала, рекомендуется Показатель для надежной работы S: N (на видео) составляет от 16 до 18 дБ. Это полезный показатель для использования в электронных таблицах, и он соответствует вероятности обнаружения более 99% для цели Swerling 1

(Хотя более низкие значения S: N могут дать приемлемые значения «Вероятность обнаружения» и «Частота ложных тревог», измерение длительности импульсов становится менее надежным, поскольку всплески шума на импульсах могут быть ниже выбранного порогового уровня).

Импульсы с 18 и 15 дБ S: N

В качестве примеров эскизы показывают смоделированные примеры обнаруженного импульса в шуме, где S: N = 18 дБ и 15 дБ. Как можно видеть, если отношение S: N падает до 15 дБ или ниже, становится трудно установить пороговый уровень для обнаружения импульсов, который свободен от минимального уровня шума и все же не приводит к раннему завершению.

Соотношение S: N видео может быть связано с соотношением RF S: N, как показано ранее.

В таких сценариях, как обнаружение импульсов радара, может происходить интегрирование по нескольким импульсам, и тогда более низкое значение S: N становится приемлемым. В общем, чувствительность системы и теория обнаружения импульсов являются специализированными темами и часто включают статистические процедуры, которые трудно адаптировать для электронных таблиц.

В прошлом устройства в РЧ-цепи часто соединялись короткими линиями передачи, такими как коаксиальный кабель, (0,414 дюйма) и полужесткие кабели 0,085 дюйма), полосковой или микрополосковой. Почти всегда на различных интерфейсах возникают несоответствия.

Стандартные уравнения для линии передачи, оканчивающейся несоответствием:

• Напряжение Коэффициент отражения = Γ, где Γ = (Z I - Z 0) / (Z I + Z 0)
• Обратные потери (мощность) = 20.log | Γ | VSWR = (1 + Γ) / (1 - Γ) ( см. Коэффициент стоячей волны )
• Потери из-за рассогласования = -10.log (1 - Γ)

Отражения в линии передачи

Отклик несовпадающей линии передачи

Если линия передачи несовместима на обоих концах, на линии могут присутствовать многократно отраженные сигналы, что приводит к пульсации на частотной характеристике, как это видно на нагрузке.

Если учитываются только первые круглые эхо-сигналы (т. е. множественные отражения игнорируются), выходной отклик задается как

$V\; out\; =\; V\; 1\; (1\; +\; \alpha \; 2.\; \rho \; 1.\; \rho \; 2.\; ej.\; 2\; \ast \; \pi .\; f.\; 2\; T\; d)\; \{\backslash \; displaystyle\; V\_\; \{out\; \}\; =\; V\_\; \{1\}\; (1+\; \backslash \; alpha\; ^\; \{2\}.\; \backslash \; Rho\; \_\; \{1\}.\; \backslash \; Rho\; \_\; \{2\}.e\; ^\; \{j.2\; *\; \backslash \; pi.f.2T\_\; \{d\}\})\}$

Отклик несовпадающего кабеля

Где

• α - потери за один проход через кабель,
• ρ1и ρ 2 - коэффициенты отражения напряжения оконечных устройств,
• f - частота,
• Td- задержка распространения (однопроходного) кабеля

Типичный график показан на эскизе.

Этот отклик имеет составляющую пульсации с размахом ΔA, заданным как

$\Delta \; A\; =\; 2,1\; +\; \rho \; 1.\; \rho \; 2\; 1\; -\; \rho \; 1.\; \rho \; 2\; \{\backslash \; displaystyle\; \backslash \; Delta\; A\; =\; 2.\; \{\backslash \; frac\; \{1+\; \backslash \; rho\; \_\; \{1\}.\; \backslash \; rho\; \_\; \{2\}\}\; \{1-\; \backslash \; rho\; \_\; \{1\}.\; \backslash \; rho\; \_\; \{2\}\}\}\}$

Разность частот от пика до пика (или от минимума до минимума) пульсации выражается как ΔΩ, где

$\Delta \; \Omega \; =\; \pi \; T\; d\; \{\backslash \; displaystyle\; \backslash \; Delta\; \backslash \; Omega\; =\; \{\backslash \; frac\; \{\backslash \; pi\}\; \{T\_\; \{d\}\}\}\}$

Ответ на несколько несовпадений

РЧ-цепь может содержать много межкаскадных звеньев различной длины. Общий результат получается с использованием

$Общий\; результат\; =\; \prod \; n\; =\; 1\; NV\; outn\; \{\backslash \; displaystyle\; \{\backslash \; text\; \{Общий\; результат\}\}\; =\; \backslash \; prod\; \_\; \{n\; =\; 1\}\; ^\; \{N\}\; Vout\_\; \{n\}\}$

Это может дать общий ответ, который далеко не ровный. Например, случайный набор из 25 каскадных (но разделенных) ссылок дает показанный результат. Здесь предполагается случайный выбор задержек на трассе, где α принято равным единице, а ρ 1 и ρ 2 принимают типичное значение 0,15 (a обратные потери ≈ 16 дБ) для диапазона частот от 10 до 20 ГГц

Для этого примера рекомендуется калибровка с интервалами 50 МГц, чтобы охарактеризовать этот отклик.

Амплитуда пульсаций была бы уменьшена, если бы несовпадения ρ 1 и ρ 2 были улучшены, но, особенно, если бы длины соединительных звеньев были уменьшены. Радиочастотная цепь, состоящая из компонентов поверхностного монтажа, соединенных между собой полосковой линией, которая может быть физически небольшой, может достигать пульсации менее 0,5 дБ. Использование интегральных схем дало бы еще более низкую пульсацию (см., Например, Монолитные микроволновые интегральные схемы ).

Наличие смесителя в РЧ-цепи усложняет электронную таблицу, поскольку частотный диапазон на выходе отличается от диапазона на входе. Кроме того, поскольку микшеры являются нелинейными устройствами, они вносят много продуктов интермодуляции, которые нежелательны, особенно в широкополосных системах.

Для входного сигнала с частотой F sig и частотой гетеродина F lo выходные частоты смесителя задаются выражением

$Выход\; смесителя\; =\; n\; \times \; F\; lo\; \pm \; m\; \times \; F\; sig\; \{\backslash \; displaystyle\; \{\backslash \; text\; \{Mixer\; Output\}\}\; =\; n\; \backslash \; times\; F\_\; \{lo\}\; \backslash \; pm\; \backslash \; m\; \backslash \; times\; F\; \{sig\}\}$

где m и n - целые числа.

Обычно для смесителя желаемый выход - это частота с n = m = 1. Другие выходы часто называют «паразитными» и обычно нежелательными. Частотные планы часто составляются, часто в виде отдельной электронной таблицы, чтобы минимизировать последствия этих нежелательных сигналов

Некоторые общие моменты, касающиеся характеристик смесителя:

1. Продукты с малыми m и n обычно имеют наибольшую амплитуду поэтому они требуют наибольшего внимания и, по возможности, должны выходить за пределы рабочей полосы пропускания. Продукты, когда m и n высокие, как правило, имеют меньшую амплитуду, и их часто можно игнорировать.
2. Понижающие преобразователи лучше всего реализовывать с высоким значением F LO, т.е. F LO>FSig.
3. В приемниках сигналы частоты изображения менее проблемны, если ПЧ (промежуточная частота) установлена ​​очень высокой.
4. Утечки гетеродина могут быть минимизированы с помощью смесителей с двойной балансировкой
5. Представление Следует избегать сигналов большой амплитуды, подаваемых на смеситель, чтобы избежать паразитных выбросов высокого уровня. Следовательно, иметь высокий коэффициент усиления перед смесителем - плохая практика (требование, которое может противоречить потребности в низком общем коэффициенте шума). В любом случае мощность гетеродина, подаваемая на смеситель, должна значительно превышать мощность сигнала.

В типичном смесителе точка компрессии на 1 дБ находится на 5-10 дБ ниже мощности гетеродина.

Примечание. что примерное соотношение между IP3 и P1 отличается от такового для усилителей. Для микшеров очень приблизительное выражение:

$IP\; 3\; (d\; B)\; \approx \; P\; 1\; (d\; B)\; +\; 15\; (d\; B)\; \{\backslash \; displaystyle\; IP3\; (дБ)\; \backslash \; приблизительно\; P1\; (дБ)\; +15\; (дБ)\}$

Поскольку это очень приблизительное значение, рекомендуется обратиться к техническим характеристикам смесителя, о котором идет речь, для уточнения.

Динамический диапазон (D R) - это диапазон входных мощностей от только что обнаруживаемого сигнала до уровня, при котором цепь перегружается.

DRопределяется выражением

$DR\; =\; P\; max\; -\; P\; sens\; \{\backslash \; displaystyle\; D\_\; \{R\}\; =\; P\_\; \{max\}\; -P\_\; \{sens\}\}$

, где P max - максимальная мощность сигнала., обсуждалось ранее, а P sens - наименьшая входная мощность для обнаружения сигнала (см. Чувствительность, обсуждавшуюся ранее).

(Для приведенных ниже уравнений сделано несколько предположений. Во-первых, если входящий сигнал поляризован, то антенна поворачивается, чтобы соответствовать этой поляризации, во-вторых, предполагается, что выходное сопротивление антенны согласовано с импедансом цепи входной порт и, в-третьих, когда указано усиление, это максимальное усиление антенны (иногда называемое усилением по прямой))

Когда плотность мощности входящего сигнала P inc тогда власть на антенных выводах P R определяется как

$PR\; =\; A\; eff\; \times \; P\; inc\; \{\backslash \; displaystyle\; P\_\; \{R\}\; =\; A\_\; \{eff\}\; \backslash \; times\; P\_\; \{inc\}\}$

где A eff - эффективная площадь антенны (или апертура антенны ). Плотность мощности, которая выражается в ваттах на квадратный метр, может быть связана с напряженностью электрического поля E R, выраженной в вольтах на метр, как

$ER\; =\; P\; inc.120\; \pi \; \{\backslash \; displaystyle\; E\_\; \{R\; \}\; =\; \{\backslash \; sqrt\; \{P\_\; \{inc\}.120\; \backslash \; pi\}\}\}$

Коэффициент усиления антенны зависит от эффективной апертуры на. : $G\; =\; А\; е\; ж\; е.\; 4\; \pi \; \lambda \; 2\; \{\backslash \; displaystyle\; G\; =\; A\_\; \{eff\}.\; \{\backslash \; Frac\; \{4\; \backslash \; pi\}\; \{\backslash \; lambda\; ^\; \{2\}\}\}\}$

На практике эффективная апертура антенны меньше, чем реальная физическая площадь. Для блюда, эффективная площадь составляет примерно от 0,5 до 0,6 раза фактической площади, так и для прямоугольного рупорной антенны это примерно 0,7 до 0,8 раза фактической площади. Для диполя нет реальной физической области, но поскольку полуволновой диполь имеет коэффициент усиления 1,62, и эффективная площадь может быть выведена из этого.

Внешние потери - это те потери, которые происходят до первого активного устройства в цепочке приемника. Они часто возникают из-за эксплуатационных требований конкретной системы, но по возможности их следует минимизировать, чтобы обеспечить максимально возможную чувствительность системы. Эти потери добавляют к эффективному коэффициенту шума первого каскада усилителя, дБ для дБ.

Некоторые потери являются следствием конструкции системы, например, потери между антенной и фидером приемника, и могут включать в себя коаксиальный кабель.. потеря перехода. Другие потери возникают из-за необходимости включения устройств для защиты цепи от высоких аварийных мощностей. Например, радиолокационной системе требуется ячейка приема-передачи (TR) для защиты цепи от мощных сигналов передатчика радара. Точно так же на судне необходим входной ограничитель для защиты цепи от излучений мощных передатчиков, расположенных поблизости.. Кроме того, система может включать полосовой фильтр на своем входе для защиты от внеполосных сигналов, и это устройство будет иметь некоторые потери в полосе пропускания.

Детекторы (диоды)

Детектор диоды для ВЧ и микроволн могут быть точечноконтактными диодами, диоды Шоттки, арсенид галлия или устройства с pn переходом. Из них диоды Шоттки и переходные диоды требуют смещения для достижения наилучших результатов. Кроме того, диоды с кремниевым переходом хуже работают на высоких частотах. Типичный детекторный диод имеет TSS от -45 до -50 дБм и пиковую импульсную мощность 20 дБм, хотя возможны и лучшие цифры).

При малых мощностях диоды имеют квадратичную характеристику, то есть выходное напряжение пропорционально входной мощности, но при более высоких мощностях (примерно выше -15 дБм) устройство становится линейным, а выходное напряжение пропорционально входное напряжение.

Детекторы с квадратичным законом могут выдавать обнаруживаемые сигналы на видео в широкополосных системах, даже когда RF S: N меньше единицы. Например, с использованием приведенных ранее соотношений RF-видео для системы с полосой пропускания 6 ГГц и значением RF S: N 0,185 (-7 дБ) видео S: N (т.е. TSS) будет быть 6,31 (8 дБ). (Уравнения Цуя дают значение RF S: N 0,171 для этого примера).

Детекторно-логарифмические видеоусилители (DLVA)

DLVA обычно используются в системах радиопеленгации с использованием нескольких каналов, наклонных антенн и методов сравнения амплитуд. Они также полезны для сжатия динамического диапазона входящих сигналов приемников перед оцифровкой. Они охватывают такие диапазоны частот, как 2–6 ГГц и 6–18 ГГц. Также доступны широкополосные устройства, работающие в диапазоне 2–18 ГГц.

Простой DLVA содержит широкополосный диодный детектор, за которым следует усилитель с логарифмической характеристикой, и имеет диапазон входной мощности, как правило, от -45 дБм до 0 дБм, который может быть увеличен до -45 до +15 дБм в расширенном -диапазон DLVA. Два устройства вместе с усилителем можно объединить для получения эффективного диапазона от -65 дБм до +15 дБм.

В DLVA с последовательным обнаружением, который включает малошумящий усилитель, диапазон мощности может составлять, как правило, от -65 дБм до +10 дБм

Системы измерения мгновенной частоты (IFM), блоки цифрового дискриминатора DDU)

IFM могут обеспечивать измерение частоты одиночного импульса. Они включают в себя набор частотных дискриминаторов линии задержки с увеличением длины задержки в двоичной или другой последовательности. Обычно они включают в себя какую-то собственную выгоду. Дискриминатор с самой длинной линией задержки устанавливает точность и разрешение измерения частоты, коррелятор самой короткой линии задержки определяет однозначную полосу пропускания DFD, а остальные корреляторы служат для устранения неоднозначностей. Обычно в IFM присутствует входной усилитель-ограничитель. Это повышает принимаемый сигнал до постоянного уровня для обработки корреляторами, упрощая задачу частотного декодирования данных частотного процессора и подчеркивая «эффект захвата» при наличии одновременных сигналов. Обычно РЧ-усилитель обеспечивает ограничение минимум 10 дБ при минимальном заданном уровне входного сигнала. Если соотношение сигнал / шум RF слишком низкое, выходной сигнал коррелятора линии задержки с наибольшей длиной (который устанавливает частотное разрешение IFM) будет ухудшаться и зашумлен. При высоких отношениях S: N (+10 дБм) точность измерения частоты приближается к среднеквадратичной ошибке, ограниченной коррелятором, но примерно при -3 дБм SNR появляются ошибки неоднозначности, вызывающие большие неточности измерений.

Самый низкий уровень входной мощности типичного DDU составляет около -75 дБм, а с коэффициентом шума приемника 10 дБ он дает точность по частоте около 1 МГц. Они имеют динамический диапазон от 65 до 75 дБ и охватывают такие полосы частот, как 2–6 ГГц, 6– 18 ГГц, а некоторые широкополосные устройства покрывают 2 - 18 ГГц.

С появлением цифровых технологий были реализованы процессы, аналогичные процессам аналоговой системы.

Аналого-цифровые преобразователи (A / Ds)

Аналого-цифровой преобразователь, расположенный в конце РЧ-цепи, выдает цифровые сигналы для дальнейшей обработки. Поскольку АЦП работает с дискретизированными сигналами, необходимо, чтобы теорема выборки Найквиста – Шеннона выполнялась, чтобы данные не были потеряны. Как было показано ранее, РЧ-импульс малой амплитуды, погруженный в широкополосный шум, может быть обнаружен квадратичным диодным детектором. Аналогичным образом сигналы с расширенным спектром могут быть восстановлены ниже минимального уровня шума путем сжатия. Следовательно, чтобы гарантировать отсутствие потери данных, цепное усиление должно быть достаточно высоким, чтобы гарантировать, что тепловой шум будет адекватно активировать аналого-цифровой преобразователь, чтобы любые сигналы, присутствующие в шуме, могли быть правильно восстановлены процессом обнаружения или сжатия. Обычно среднеквадратичное значение напряжения шума на входе в аналого-цифровой преобразователь должно составлять один или два бита диапазона аналого-цифрового преобразования, но не ниже. С другой стороны, чрезмерное усиление цепи, так что минимальный уровень шума будет излишне высоким, приведет к потере динамического диапазона.

Рассмотрим, в качестве примера, сигнал ЛЧМ с произведением ширины полосы 200 и амплитудой ½ LSB, который встроен в шум со среднеквадратичным напряжением 1 LSB, присутствующий в вход в A / D. Оцифрованный квантованный результат относительно среднего значения аналогичен примеру на левом рисунке ниже. После сжатия в процессоре сигналов получается импульс высокой амплитуды, величина которого намного превышает уровень шума, как показано на правом рисунке.

Этот пример непреднамеренно показывает преимущества дизеринга, который используется для улучшения линейности и динамического диапазона аналого-цифрового преобразования. В случае рассматриваемого здесь сигнала если бы не было шума, а был бы только сигнал, его амплитуды было бы недостаточно для работы АЦП.